[转]在真实世界里的 EMI 控制–第六章 控制 EMI 源頭 – 意圖之信號

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第六章 控制 EMI 源頭 – 意圖之信號

第一節 介紹

當開始進行 EMI 設計時,最有效的行動方式是考慮到 EMI 輻射之實際來源,並 且一一的來處理它們。大多數在 PCB 層面之 EMI 源頭是可以區分開的,並且可 以一項一項的來解決,而不會增加其他源頭的輻射。
為了要這樣做,在板子上之信號必須要分為兩類:『意圖信號(Intentional signals)』 以及『非意圖信號(Unintentional Signals)』。在板子之設計階段,工程師自然應該 要考慮到意圖信號。這些信號是本來就應該要存在的,並且要小心的設計信號佈 線以將它們由源頭傳遞到目的地。
『非意圖信號』通常在設計時會被忽略掉。畢竟,我們並不希望它們存在板子上, 所以就不會想到他們。百分之九十以上之 PC 板是來自於這些非意圖信號!不管 電路板如何小心的設計,還是會有一些非意圖信號跑出來。這些都必須要小心地 應付並採取適當的步驟以免造成嚴重之 EMI 問題。
因此,輻射的來源可分為兩大類:『意圖信號』以及『非意圖信號』。此兩類還可 以再往下細分。意圖信號之來源包括『環路模式註一 loop-mode』及『共模註二 common-mode』。非意圖信號之來源包括『共模』、『串音耦合到 I/O 佈線』、『電 源平面』、以及『板上結構』。本章將會討論意圖信號之來源以及如何控制它們。 第七章將討論非意圖信號。

  • 註一:『Differential-Mode』對不同的人代表著不同之涵義。在 6-4 節會來定義『loop-mode』。
  • 註二:『Common-Mode』也是對不同的人代表著不同之涵義。在 6-6 節會來定義此詞彙。

第二節 有危險的信號(Critical Signals)

很自然地,並非所有在 PC 板上之信號都會造成 EMI 輻射問題。有些信號只是偶 爾動作一下,或者只在開機的時候動作。我們只需要注意那些經常性動作之信 號。時脈信號,記憶、數據、以及地址匯流排信號,數據觸發信號,視頻信號, 以及其他之快速、高頻寬信號都必須要視為具有 EMI 危險之信號。所有這些信 號必須要小心地處理,因為這些信號都是可能的 EMI 來源。

第三節 意圖信號(Intentional Signals)

意圖信號通常指的是具有一定之資料速率及上升/下降時間。因為 EMI 輻射之限 制值是以頻域(Frequency Domain)來定義的,時域(Time Domain)之意圖信號必須 要轉換成以頻域來表示之。一個脈波信號是由許許多多不同振幅及相位的正伭波 (Sine Wave)組成的。例如說,典型的時脈信號是一個方波。而方波是由一個其基 本頻率之正伭波,以及所有的奇數諧波組合而成,其中之所有之正伭波皆為同相 位,但是大小振幅不同。圖 6-1 顯示了由同相之基頻、3 次、5 次、7 次、9 次諧 波組成之一個總和波。雖然我們只計入幾個諧波,但其總和已經很近似方波的樣 子了,只是還有些許的漣波(Ripple)。
图6-1 方波(Squarewave)之諧波成分
圖 6-2 顯示了一典型梯形波頻譜之包封線,變動之參數為脈波之寬度以及上升/ 下降時間。因為越高的頻率越能有效的從線路佈線上、以及從外殼小的開口輻射 出去,故最好能讓高頻諧波之振幅越小越好。如圖 6-2 所示,脈波的頻譜振幅會 隨著頻率之增加而遞減。在脈波寬度頻率以上之頻譜會以 20dB/十度(decade)之 速度降低,而在上升/下降時間頻率以上會以 40dB/十度的速度降低。上升/下降 時間越緩慢,第二轉折點就會在越低之頻率發生,因此就會降低高頻之信號強 度。很明顯地,脈波的上升及下降時間越慢,此信號中所包含的高頻諧波成分就越低。
圖 6-2 梯形波頻譜之包封線 Envelop of Spectrum of Trapezoidal Pulse
『上升時間』與『下降時間』是在討論信號頻譜效應時之兩個常提到之名詞,在 比較不同振幅之脈波信號時『邊緣速率 Edge Rates』之考慮是很重要的。上升與 下降時間的定義是其上升(或下降)振幅在 10%與 90%之間的時間。以一個 5V 振 幅之脈波,上升時間 1ns,則其上升時間為 5V/ns。若這個脈波變為 2.5V 且邊緣 速率不變,則其上升時間變成為 500ps。上升時間較短一般是會引起較多之問題, 但在此例中其並不會增加任何之高頻成分,這是因為其邊緣速率是相同的。降低 信號之振幅可以降低整體之信號頻譜,但不會改變圖 6-2 中之轉折頻率點。在圖 6-3 中說明了邊緣速率之效應。一般來說,當我們考慮上升與下降時間,以及它 們對信號頻譜之效應時,我們會將信號振幅設為定值。
图 6-3 不同上升時間與振幅之脈波的頻譜比較
圖 6-4 顯示了對不同資料速率及上升時間信號(相同之脈波振幅)之頻譜大小。資 料速率(Data Rate)之變化幾乎不會影響高頻諧波大小,但上升與下降時間之變動 則會造成顯著的影響。
雖然上述之脈波頻譜之諧波成分計算是很有用的,但是在實際狀況中的脈波很少 會是純淨的矩形波。波形上的一丁點不理想,就會造成高頻諧波振幅很大的變 化。圖 6-5 顯示的是兩個不同電壓波形,而圖 6-6 顯示的是其相對應的頻譜。
一般來說,對重要之信號所做的『信號完整性分析(Signal integrity analysis)』是 以電壓波形為主,而在圖 6-5 中所見的電壓波形是很常有的狀況。事實上,對多 數之應用來說,案例中的兩種波形都可以被接受,因為在轉折區(transition region)(上升緣或是下降緣)都是單方向的,並沒有發生重複切換(double switching) 的現象。在波形之上邊或下邊之雜訊餘裕(margin)通常都還在信號完整性分析之 許可範圍以內。
图6-4 不同資料速率信號之頻譜 Frequency Spectrum for Different Data Rates
 
圖 6-5 電壓波形 Voltage Waveform (時域 Time Domain)
 
圖 6-6 電壓波形 Voltage Waveform (频域)
然而,對於 EMI 應用來說,電流才是最重要的考慮因素。電流產生輻射,而非 電壓!方程式 6-1 表示的是自由空間中之電流環路所產生之電場強度。因為大多 數之方程式會將頻率與觀察點位置固定,如此方程式 6-1 可以簡化成 6-2
EMC電場強度公式
很明顯的輻射電場只跟兩個因素有關:電流之大小及環路之面積。
從這個例子來看,對於 EMI 來講,在一重要迴路(Critical net)上之電流波形是非 常重要的。在現今之 IC 技術下,電流與電壓並不會像在簡單電阻性迴路裡為同 樣之波形。因此之故,當完成電壓波形之信號完整性分析以後,還應該要針對有 EMI 顧慮的重要迴路做電流波形之信號完整性分析。圖 6-7 顯示的是剛才所討論 過的電壓波形信號之時域電流波形,而圖 6-8 表示的是這兩個信號之電流頻譜。 在此圖中,很明顯的這兩個電流的高頻成分有很大的差異,因此可以想見其輻射 情況也一定會有所差異。

第四節 意圖信號—環路模式

記得前面提到我們要分別的來討論各種可能的輻射信號來源。在此節中,我們就來討論來自於意圖信號之『環路模式(Loop-Mode)』輻射。來自於意圖信號佈線之直接輻射就稱為是『環路模式(Loop-Mode)』輻射。也就是,電流流過佈線, 然後沿著佈線下方之參考平面回來(以多層板之微條結構為例)。對於沒有參考平 面的電路板,則其迴返電流必須要經由一個明確設計之迴返路徑。對大多數之高 速信號,不論使用微條、條線、或是非對稱條線之 PCB 堆疊,其散發出來輻射, 就是來自於 PCB 外層暴露之電流量所造成之環路模式輻射源。
圖 6-7 電流波形 Current Waveform (時域 Time Domain)
此一電流路徑在線路佈線與其下方之參考平面間建立了一個小的環路。可以用簡 單環路天線方式來分析。有些商用軟體工具可以計算在一定距離外(例如 10m)此 環路天線所造成之輻射,但這些分析並不太有用,並且有時反會誤導我們。此類 分析應該侷限在近場(near field),通常是 PCB 上方 1 至 2 吋。幾乎每個具有 PCB 之產品都會有一些的金屬屏蔽機殼環繞,以及/或是有長導線連接出來。遠場之 輻射特性通常是被這些連出來的長導線上之信號所主宰,而非來自於 PCB 佈線 上之直接幅射。而且,任一圍繞在產品外之金屬屏蔽都會完全的改變線路佈線之 輻射性質,因此研究簡化的環路,很難代表實際的產品設計。
近場輻射,就在 PCB 之上方,可以是一個能量之來源,耦合到其他之內部導線, 然後傳導到金屬外殼的外面去。這種輻射也可以是一個能量的來源,在金屬機殼 內激勵出共振,然後可能經由縫隙、通風口等洩漏出去。研究近場可讓我們做到 直接成因與效應之分析,而不會被其他、如外部導線諧振長度等、原因,之可能 性掩蓋掉真正之結果。
圖 6-8 電流波形 Current Waveform (頻域 Frequency Domain)

第五節 意圖信號輻射之控制—環路模式

因為來自於這些可能源頭之輻射,通常都不是輻射之主要來源,所以可以很單純 的來控制這類輻射。主要的策略就就要控制信號源的頻譜。也就是說,除非是電 路運作之必須,否則絕不要製造出電流波形之高頻諧波成分出來。一般來說,意 圖信號之上升時間都比功能上所需要的要快很多。一個首要的設計準則是,要達 到良好的上升時間通常只需要 5 到 7 個諧波。更高的頻率成分可以達到更快的上 升時間,但會花費更高的 EMC 輻射控制的代價。
一旦控制了電流諧波成分之大小後,由方程式 6-1 可以很清楚的顯示,只有另一 個方式來控制輻射:控制線路佈線暴露出的長度。高速線路應該要佈線在內層, 埋在完整平面之間。以條線結構之佈線(距兩個參考平面相同距離),或是不對稱 之條線結構,都比將高速信號線路暴露在頂層或底層要來的好。當然,線路一些 之暴露是必須的,以便連接表面之零件焊墊。此部份之佈線應該要保持儘可能的 短,一般要小於 1 公分的長度。

第六節 意圖信號—共模

現在我們來討論另一種與前節不同之可能源頭。它也是直接由意圖信號引起的, 但此時是經由一種間接的輻射機制。先前之可能源頭是假設所有的迴返電流被侷 限在微條佈線之下。當然大部分的迴返電流是在微條佈線之下,可是並非其所有 都被侷限在一個小區域中。迴返電流會散開到參考平面上去尋找最低阻抗(在高 頻時被電感所主導)之路徑以回到源頭。圖 6-9 顯示一個簡單的微條佈線在一個 參考地平面之上。其在參考地平面之電流分佈如圖 6-10 所示。
圖 6-9 參考平面上之兩個微條佈線
 
圖 6-10 在參考平面上的電流分布
如果前面例子中的微條佈線,位於在靠近參考平面邊緣的地方,則沿著板子邊緣 的迴返電流就會很大,這樣會造成沿著板邊的輻射。若是從邊緣觀察電路板,在 參考平面上的電流就像是在一個細導體天線上的電流,類似於雙耦極天線(Dipole Antenna)。另外,以近場來考量會比用 10m 遠之理論場考量要有用一些。電路板 的邊緣通常會放置在靠近金屬機殼的地方,也可能會靠近機殼的接縫處,或是通 風口的區域,等等。靠近邊緣處之近場輻射(例如,兩吋以內)就會變成是這些孔 隙、洞口等之激勵源。
圖 6-11 顯示的是來自於分佈在參考平面上之迴返電流,所造成沿著 PC 板邊緣的 最大電場。微條佈線之位置分別從很靠近邊緣之位置,到距邊緣數英吋之距離。 在此例中,板子為 10 吋長,微條佈線為 4 吋長。在 10-1000MHz 的頻率範圍內 掃描板子邊緣之最大電場強度。如圖中所見,在板子邊緣之最大電場與頻率一致 且會隨著微條佈線越靠近板邊而增強。圖 6-12 顯示『微條距板邊距離』相對於 『電場大小』關係之總合結論。當微條佈線由非常近板邊到距離約半英吋之距離 時,電場之變化非常劇烈。由半英吋開始,電場以比較平緩、線性之態勢遞減。
因為我們無法防止迴返電流不散佈到參考平面之上,能夠減少板邊輻射的辦法就 是讓微條佈線儘可能的遠離板邊。一個基本的守則就是讓平行於板邊且帶有高頻成分之信號線遠離板邊至少半英吋以上。 第二個降低板邊輻射的方法(更有效的)就是不要產生出功能上不需要之高頻諧波電流。此一技術對任何一種潛在 EMI 來源都有效。
圖 6-11 迴返電流在電路板邊緣造成之最大電場強度
 
圖 6-12 『電場』對『距板邊距離』

第七節 意圖信號—共模與中斷的迴返路徑

如前一節之討論,迴返電流大部分會侷限在佈線之下。當迴返電流路徑為連續 時,此敘述為真。然而,迴返電流路徑常常是不連續的。在 PC 板上有兩個主要 情況會造成迴返電流之中斷:(1)危險的信號路徑橫跨過參考平面的裂口,以及(2) 危險信號在 PC 板之不同佈線層間使用貫穿孔。在第五章已詳細討論過迴返電流 路徑中斷造成的後果。此節中,此效應將以潛在輻射源頭的方式再次強調。
第一項 危險的信號路徑橫跨過參考平面的裂口
在第 5-2 節中描述了佈線路徑橫過參考平面的裂口所造成的效應,常見於將電源 平面使用為參考平面之狀況。為了符合不同 IC 之需求,有多個不同的電源平面 『島』以供應不同的 DC 電壓。如果有一個高速路徑參考到此一 DC 電源層,它 可能從一個『島』跨到另一個『島』,造成了橫過裂口之狀況。
通常在此種情況下,『縫補電容器(Stitching Capacitor)』可用來在裂口間提供迴返 電流之路徑。其應該要立即相鄰於佈線靠近參考平面之裂口處。然而,很多時候, 在很小的區域中有很多佈線同時橫過(例如高速數據或地址匯流排),因而不太能 為每一條,或是每一對佈線都提供一個縫補電容器。縫補電容器放置的位置越遠 (距佈線橫跨過裂口之處),就會在裂口處產生越大的共模電壓,結果就造成更多 的輻射干擾。
圖 6-13 顯示出『橫過裂口處之共模電壓』隨著『縫補電容器位置與佈線跨越裂 口處之距離』之增加而增加的情況。在最初的二分之一吋距離時,共模電壓快速 增加,而後再以較緩慢之速度上升。所以,將縫補電容器放置在二分之一吋之距離以內會有最好的效果。
圖 6-13 跨分割平面的共模电压
縫補電容器可以用來降低佈線跨越參考平面裂口所引發之輻射,但只在較低之頻 率諧波有效。電容器之本質電感以及連接引線及貫穿孔之電感量皆會限制了此一 縫補電容器之效果。對於較高頻率之諧波,並沒有有效之方法來降低輻射強度, 只能夠說盡量不要去跨越參考平面之裂口,以及對高頻信號要有完整的平面。降 低意圖信號之高頻諧波成分也會有助於降低此些輻射。
第二項 危險信號通過貫穿孔
前一節討論了當參考平面有多個 DC 電壓時對於迴返電流造成之中斷現象。此種 中斷現象也可能在垂直的方向發生,如同前面之水平方向一樣。將危險之信號在 多層板上佈線時常會遇到此種情形。對於複雜的板子,對所有的信號都找到最佳 路徑是很困難的,通常就會必須使用到不同之佈線層。經由適當的設計,佈線層 的變換將不會造成 EMC 問題。但若不適當的小心留意,此一佈線層的變換可能 就是 EMC 問題發生之最大來源。
在 5-3 節中詳細的討論了當佈線變換參考平面時,在迴返電流路徑上之影響。當 此狀況發生時,迴返電流路徑長度之增加造成兩平面間之電場強度增加,亦即造 成了兩平面間之『雜訊』電壓。此雜訊電壓會沿著 PCB 傳播,造成板子邊緣的 輻射,若此雜訊電壓夠大並出現在較敏感 IC 之電源腳上時,也可能會造成功能 上之問題。如 5-3 節之討論,在兩個平面間加上去耦合電容可以有助於低至中間 頻段之迴返電流。迴返電流必須要使用去耦合電容路徑(傳導電流)以及分布電容 路徑(位移電流)的組合,以從一個平面移到另一個平面。分佈電容是一直都存在 的一個路徑,但是電流必須要在整個電路板上流動以使用到所有的分佈電容量。 因此造成了很長的路徑,使得路徑之環路電感增加,因此限制了有效的分佈電容 量。
使用貫穿孔變換佈線層並非不好,但造成參考平面之變換以致於影響了迴返電流 就不好了。第 5-3 節中也已經討論過如何能夠在不造成迴返電流路徑問題之情況 下使用貫穿孔來變換佈線層。
一些 PCB 板之堆疊設計使用許多佈線層,其中可能有數個平面是同樣的 DC 電 壓位準,例如說『地』或是 0 伏。因此這幾個平面間可以直接用貫穿孔連接縫補。 假設說一個信號參考到第四層的地平面,而後變換其佈線層,變成參考到第十層 的另一個地平面,則其在第四層與第十層間的迴返電流路徑可依賴許多的貫穿孔 來達成。然而,大部分的迴返電流會嘗試流經最近位置的貫穿孔以到達轉換點。 為了要讓其他的貫穿孔也有作用,一部份的迴返電流必須要流到這些額外貫穿孔 的位置。如果所有的這些『額外』貫穿孔很接近轉換點(在 0.5 吋半徑內),則可 預期在迴返電流路徑阻抗上會有一些改善。一般說來,將貫穿孔(或是去耦合電 容)放在較遠處,意味著迴返電流必須要由轉換點流經較長之距離。這一較長之 距離會導致額外的共模電流發生在 PC 板上,並同時可能造成數據脈衝之失真。

第八節 結論

EMC 輻射有許多可能之來源。這些可能之來源彼此都是互相獨立的,我們可以 一一考量如何來將它們降低。此章討論了來自意圖信號之輻射。意圖信號指的是 在電路之功能上必須要存在的信號。第七章將討論來自於非意圖信號之輻射。
一個重要的觀念是,所有干擾源的可能源頭幾乎都是來自於意圖信號,不論是直 接或間接的。如果將意圖信號控制妥當,讓它只含有使功能正常動作所需之諧 波,則在高頻段之 EMC 輻射問題就會降低甚或消除。
第二個重要之觀念是,大多數之可能輻射來源都直接相關到迴返電流路徑,或是 缺少迴返電流路徑。最重要的 EMC 設計考慮就是明確地設計出迴返電流路徑。 電路板的佈局設計並不僅僅是在 IC 間拉線,也應該要考慮信號佈線之迴返電流 路徑。這可能是最最重要的設計考慮要項,因為它會影響許多的可能輻射源。
在真實世界裡的 EMI 控制
 
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第二章 EMC 基本觀念
第三章 電感是什麼?
第四章 接地之謎思
第五章 迴返電流設計
第六章 控制 EMI 源頭 – 意圖之信號

吴川斌

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