[转]在真实世界里的 EMI 控制–第五章 迴返電流設計

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第五章 迴返電流設計

第一節 介紹

許多高速電路所發生之 EMI 問題都是在於迴返電流路徑的不正確設計。PCB 設計者通常花費時間在仔細考慮適當長度之信號路徑、適當的傳輸線阻抗、等等, 但是忽略了完成電流環路之迴返電流路徑。如果對這個迴返電流路徑多注意一點 的話,EMI 問題通常可以避免。
第一,了解實際之高速傳輸線,對電流的觀念必須要擴展到 DC 領域之上。電流 並不是單純的從源頭開始,沿著傳輸線之信號導體,到達接收端,然後由接地參 考平面流回到源頭端。傳輸線支援的是 TEM 波動(Transverse ElectroMagnetic wave)。當傳輸線之長度比脈波長時,在傳輸線上之某區域會有 TEM 脈波存在, 某區域的 TEM 脈波尚未到達,或是已經通過。
在 TEM 脈波存在的區域,會有變動電場存在於信號路徑與接地參考平面之間, 如圖 5-1a 及 5-1b 所示,針對簡單之微條佈線與條線佈線之狀況。電場會使得兩 導體間有一電流。此電流為相反方向,且必須會與脈波同步存在。當脈波沿著路 徑移動時此電流會在兩個導體內流動。不管在信號路徑或是迴返路徑上之線路不 連續或是中斷都會影響此一電流。必須要有此一電流之流動以使 TEM 脈波傳遞 下去,如果設計者沒有給它設計路徑,它就可能會自己找到一個危及信號完整性 (Signal Integrity)或是 EMI 特性的路徑。
导线的电场
迴返電流被中斷之三種常見原因是:在參考平面之分開,信號路徑變換參考平 面,或是信號由連接器行經兩塊不同的電路板。以下會說明這三個設計上之考量 點。

第二節 分開的參考平面

要記得迴返電流之存在是因為 TEM 脈波沿著傳輸線移動。此一信號迴返電流並 不會因參考平面在 DC 電路圖上之稱呼不同而受到影響。也就是說,不管此平面 叫做『地』平面,或是『VCC』平面,或任何稱呼,迴返電流都是一樣的。在高 速電路設計中,『地』平面以及電源平面兩者都可以當作信號迴返電流的參考平 面。地參考平面通常需要保持完整以提供好的迴返電流路徑。然而,電源平面通 常會區分成幾塊以使不同之電壓、或是 DC 電源供應,可以同時在一塊電路板 上。當一條線路佈線橫過兩個不同 DC 電壓之裂縫上時,迴返電流是沒有辦法流 過去的。圖 5-2 顯示出此一佈線橫過裂縫之例子。不論此一裂縫在電源平面或『地』 平面,高速信號佈線不應該橫過其參考平面上之裂縫。注意到當電源平面使用來 當做參考平面時,迴返電流仍然必須回到其驅動 IC 之接地參考腳位。此電流必 須流經去耦合電容,以從電源平面回到接地參考平面。
佈線橫過參考平面之裂縫(Split)

第一項 縫補電容器(Stitching Capacitors)

雖然說,很明顯的,高速線路佈線不應該橫過參考平面上之裂縫(Split),但有時 因為設計上之限制還是必須要如此做。例如,當使用六層 PCB 板時,最常用的 分配方式是四層信號層及兩層平面層,以 S-P-S-S-P-S 之順序分配。如圖 5-3。其 中一個平面層指派為『地』並且通常不會分裂的。另一個平面層被指派為電源平 面,對於不同之 IC 所需之各種不同電壓會分配在個別之電源區塊(Power island) 上。因為只有四個信號層,而其中的兩層會參考到電源層,所以要完全避免高速 信號不會橫越電流區塊的分裂處是不容易的。例如說,在圖 5-3,若是第五層為 電源平面,在第六層信號之迴返電流會使用第五層之下方表面作為其路徑。在第 四層之信號會緊密耦合到第五層,會使用第五層之上方表面做其迴返路徑。由於 集膚效應之故,這些電流會保持在第五層之不同表面。『縫補電容器』用來連接 兩個不同之電源區塊,並且放置在靠近信號路徑橫越裂縫之處,以提供迴返電流 橫越裂縫之路徑。
六層之 PCB 堆疊
橫過參考平面之縫補電容器(Stitching)
當使用縫補電容供橫越裂縫之迴返路徑時,必須考慮到此一路徑之阻抗。自然 地,如果沒有裂縫存在時,沿著此一平面的阻抗很低。此縫補電容器就是必須要 提供這麼低的阻抗以使迴返電流跨越裂縫。然而,記得嗎?電容器的阻抗是隨頻 率而變的。圖 5-5 顯示出一個典型表面粘著電容器,其阻抗隨頻率變動之圖形。 此電容器是一個 0805 大小之 0.01μF 表面粘著(SMT)電容器。當頻率增加時,電 容器之串聯阻抗遞減,直到其自諧振頻率點。在此一自諧振頻率之後,電容器之 電感量變成主要因素,使得其阻抗隨頻率之增加而增加。如果一個 100MHz 之時 脈信號使用這個信號佈線越過裂縫,對 100MHz 之信號來說此縫補電容器之阻抗 大約為 0.4 歐姆。而為了要有快速的時脈信號上升時間,一定會存在有基頻之諧 波。對第九次諧波(900MHz)來說,其阻抗大概有 4-5 歐姆。橫越此縫補電容器之 基頻迴返電流所面對的阻抗,會比高次諧波所面對的阻抗要低很多。
圖 5-6 顯示的是一個簡單之 PCB 上,外露之微條佈線所造成之輻射場強之圖形。 顯示出裝置有縫補電容器以及不裝置縫補電容器在 20-1000MHz 之狀況。一如預 期,此跨越裂縫之佈線,所造成之電場輻射,比沒有裂縫之狀況要大了 20dB 以 上。圖 5-7 顯示將一個或是兩個 0.01μF 縫補電容器加在裂縫上之結果。在頻率 100MHz 以下,輻射會降低到與沒有裂縫的狀況差不多。在只使用一個縫補電容 之情況,從 100MHz 以上輻射會逐步增加。在使用了兩個縫補電容之情況,輻射 狀況在 1GHz 以下都維持很低。
典型的 0805 SMT 0.01uF 電容器之阻抗
在參考平面有裂縫之微條佈線之近場輻射
一直到現在,討論縫補電容器時我們都假設它是一個理想之電容器。相應之電感 僅只計算電容器本體上之電流路徑,而忽略了接著處以及連接至 PCB 之金屬部 分。如果將金屬焊墊(Solder Pad)、至平面之貫穿孔、以及連接之佈線考慮近來, 在這兩個連接上會增加 1.5nH 之電感量。這會使得在高頻時有較高之阻抗,也就 是說會增加輻射狀況。圖 5-8 顯示的是同樣例子中,把連接之貫穿孔等電感因素 考慮進來之狀況。其顯示之輻射狀況會比只考慮理想電容器時要高些。但是仍舊 會比不加縫補電容器時之狀況要好。
最佳的方式是高頻之佈線不要跨越裂縫。如果 PCB 之堆疊上需要有裂開之電源 平面,則就要小心地來對高速信號佈線,使它們只參考到連續的(或實體的)『地』 平面,或是沒有裂開的電源平面,才會是個最佳的 EMC 設計。
在裂縫上裝置『理想』縫補電容器之近場輻射
在裂縫上裝置『實際』縫補電容器(包括 PCB 之連接電感)之近場輻射

第三節 線路佈線變更參考平面

高速線路通常都是用多層板來佈線。為了要儘可能將佈線通道有效率的利用,設 計者通常會在一個佈線層走橫向的線,在另一個佈線層走縱向的線。此意味著信 號勢必要變更佈線層以到達接收端,而迴返電流也會同時變更參考平面。圖 5-9 顯示著線路佈線經貫穿孔變換佈線層的例子。此例子顯示基本之四層板,信號層 在外層(最上及最底層)。圖 5-10 為其迴返電流之走向圖。迴返電流如何能從底部 之參考平面走到上層之參考平面呢?有兩種路徑。對低頻來說,其路徑為經過附 近之去耦合電容。對高頻來說,其路徑為經過兩平面間電容(Interplane Capacitance) 之位移電流(Displacement Current)。對任一頻率來說,哪一條路徑會有主要之電 流流過,就要看哪一個路徑有較低之阻抗。
線路佈線通過貫穿孔以及變更參考平面
通常,設計者會將去耦合電容放在靠近貫穿孔處以利迴返電流。圖 5-11 所示即 為經去耦合電容之迴返電流路徑。因為集膚效應之故,電流不能夠穿透參考平 面,所以它一定是沿著貫穿孔之開孔處流過。電流會沿著下層平面之底部,流到 貫穿孔之開口處,流到下層平面之上表面至電容處,經過電容,到上層平面之內 層表面,流到貫穿孔之開口處,經過貫穿孔之開口表面,最後到達信號佈線下方 之參考平面之上層表面。自然的,電容器的電感以及連接佈線之電感以及貫穿孔 會影響迴返電流路徑,如 5.2.1 節之討論。
再次強調,這僅僅是一個簡化的模型。去耦合電容並不是單純的放在兩個平面之 間,而可能是放在 PC 板之表面層之上。圖 5-12 是一個較具代表性之電流路徑圖。 同樣的,電流會流經去耦合電容,但是現在也會有一些電流變成共模電流 (Common-Mode Current),在上層參考平面之上表面流動,有可能會造成直接輻 射。
很自然的,若是經過去耦合電容之阻抗大於兩參考平面間之位移電流路徑之阻 抗,則此去耦合電容就沒有多大作用了。當位移電流路徑是一個低阻抗路徑時, 這些電流就會造成兩個平面間廣大分布面積之『雜訊 Noise』了。
經過貫穿孔之迴返電流
 
如果參考平面一定要變換的話,則去耦合電容的位置,應該要接近參考平面變換 之貫穿孔旁邊。這個對高頻沒有多大幫助,但是對較低之頻率還是有一些作用 的。如 5.2.1 中之縫補電容器之例子,以兩個電容放在很靠近貫穿孔處,可以更 好的降低輻射。應該要選用在信號頻率及諧波頻率範圍都為低阻抗的變容器。
經過去耦合電容之迴返電流
很顯然的,最好是不要變換參考平面。但這並不是說線路佈線一定要在單一佈線 層,而是要在變換佈線層時小心處理。圖 5-13 顯示簡單的六層板堆疊。圖 5-13a 及 5-13b 顯示了線路佈線變換參考平面層時之處理策略,以及必須要使用去耦合 電容。圖 5-13c 顯示一個較佳之佈線策略,此處線路變換佈線層但是參考平面層 不變。(只有迴返電流使用之參考平面層表面變動)。迴返電流可以經由貫穿孔開 孔之表面焊墊,從平面的一邊流到平面的另一邊,不會有額外的電流去產生輻 射,也不會因為去耦合電容造成迴返電流路徑之連接電感及阻抗增加。
經過 PCB 表面去耦合電容之迴返電流
信號層變換之不同佈線策略

第四節 主機板以及附加卡

使用兩塊 PCB 之情況很多,例如主機板(MotherBoard)與附加卡(Daughter Card) 之狀況,高速信號必須要由一塊電路板流到另一塊電路板。以兩塊都是四層板之 簡單例子來看,其平面之連接如圖 5-14 所示。圖中顯示之信號佈線,參考到主 機板之『地』及附加卡之電源平面。圖 5-15 中顯示出其迴返電流之流向。因為 信號佈線之分配讓它參考到不同之平面,此狀況就跟我們在 5.2 節討論的一樣。 迴返電流會走最低阻抗之路徑,依據頻率之不同,會流經去耦合電容或是平面間 電容之位移電流。較高頻率會傾向使用位移電流路徑,而低頻率會使用附近之去 耦合電容。當路徑是經由去耦合電容時,迴返電流會去尋找最近之去耦合電容, 它有可能使用任何一塊電路板上之去耦合電容,或是同時使用兩塊電路板上之去 耦合電容,以迴返到其必須返回之參考平面。如果此迴返路徑太長的話,暴露之 電流很有可能會增強輻射,並且這些電流也可能會造成功能上之問題。當位移電 流路徑是為低阻抗路徑時,這些電流就會造成『雜訊』廣泛散佈在參考平面上, 終會造成共模電流。
當設計中包括有板對板之連接時,要解決這個問題的方式是使用『前端』。圖 5-16 顯示出當信號在兩塊板子上,都分配在相同參考平面時之迴返電流。此時迴返電 流與信號路徑緊密耦合,故大幅降低輻射。
连接器迴返電流
最佳连接器迴返電流
第一項 連接器腳位之指定
傳統上,連接器腳位之指定(Pin Assignment)一直是 EMC 工程師爭論的一個主 題。許多工程師會試著使用儘可能多的『地』接腳,而一些人則堅持說交錯之信 號與地才是最佳之策略。這兩種方式都忽略了電源接腳,除非明確的指出需要多 少之電源接腳,及必須要有充足數量之接腳,才能在橫過連接器處提供較低之電 壓降。
這兩種方式都忽略了需要去處理迴返電流路徑以減低輻射。如本章先前所述,對 迴返電流而言,不管在電路圖上它的稱呼是『地』或『電源』都不重要。最佳的 設計策略就是『對信號線提供一個相匹配的迴返路徑』,不必在乎其電路圖上之 名稱。如果一個 64 腳的匯流排流經一連接器,其中的 40 支腳參考到電源平面, 只有 24 支腳參考到接地平面,則最佳的策略就是在連接器上使用 40 個電源腳以 及 24 個接地腳,並且將這些腳依序分配在使用它們的信號腳之旁邊,以形成各 自之信號迴返。

第五節 結論

EMI 設計之成功與否,主要因素在於高速信號路徑之迴返電流。這些迴返電流之 路徑必須是我們有意的設計出來的,否則這些電流會亂竄,造成輻射或甚至功能 上之問題。
最常見之迴返電流問題是來自於參考平面的裂縫、變換參考平面層、以及流經連 接器的信號。縫補電容器或是去耦合電容器可能可以解決一些問題,但是必需要 考慮到電容器、PCB 貫穿孔連接、焊墊、以及佈線的總體阻抗。
在線路佈線實際執行之前,先研究好迴返電流路徑之設計策略,就有最好的成功 機會,可以達成降低 EMI 輻射的目標。因為在還沒動手實際佈線之前,若是要 變更佈線層等等,都不必多花費任何錢,這才是改善 EMC 之最便宜的做法。
在真實世界裡的 EMI 控制
 
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第四章 接地之謎思
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吴川斌

吴川斌

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